Министерство образования и науки Украины
Одесская национальная морская академия
Кафедра морской электроники
Реферат
по дисциплине «Системы сбора и обработки телеметрической информации»
на тему:
«Цифро-аналоговые преобразователи»
Выполнил:
к-т ФЭМ и РЭ
группы 3131
Струков С.М.
Проверил: ст. преподаватель
Куделькин И.Н.
Одесса – 2007
СОДЕРЖАНИЕ
1. Введение
2. Общие сведения
3. Последовательные ЦАП
4. Параллельные ЦАП
5. Применение ЦАП
6. Параметры ЦАП
7. Список использованной литературы
Последние десятилетия обусловлены широким внедрением в отрасли народного хозяйства средств микроэлектроники и вычислительной техники, обмен информацией с которыми обеспечивается линейными аналоговыми и цифровыми преобразователями (АЦП и ЦАП).
Современный этап характеризуется больших и сверхбольших интегральных схем ЦАП и АЦП обладающими высокими эксплуатационными параметрами: быстродействием, малыми погрешностями, многоразрядностью. Включение БИС ЦАП и АЦП единым, функционально законченным блоком сильно упростило внедрение их в приборы и установки, используемые как в научных исследованиях, так и в промышленности и дало возможность быстрого обмена информацией между аналоговыми и цифровыми устройствами.
Общие сведения
Цифро-аналоговый преобразователь (ЦАП) предназначен для преобразования числа, определенного, как правило, в виде двоичного кода, в напряжение или ток, пропорциональные значению цифрового кода. Схемотехника цифро-аналоговых преобразователей весьма разнообразна. На рис. 1 представлена классификационная схема ЦАП по схемотехническим признакам. Кроме этого, ИМС цифро-аналоговых преобразователей классифицируются по следующим признакам:
o По виду выходного сигнала: с токовым выходом и выходом в виде напряжения.
o По типу цифрового интерфейса: с последовательным вводом и с параллельным вводом входного кода.
o По числу ЦАП на кристалле: одноканальные и многоканальные.
o По быстродействию: умеренного и высокого быстродействия.
Рис. 1. Классификация ЦАП
ПОСЛЕДОВАТЕЛЬНЫЕ ЦАП
ЦАП с широтно-импульсной модуляцией
Очень часто ЦАП входит в состав микропроцессорных систем. В этом случае, если не требуется высокое быстродействие, цифро-аналоговое преобразование может быть очень просто осуществлено с помощью широтно-импульсной модуляции (ШИМ). Схема ЦАП с ШИМ приведена на рис. 1а.
Рис. 1. ЦАП с широтно-импульсной модуляцией
Наиболее просто организуется цифро-аналоговое преобразование в том случае, если микроконтроллер имеет встроенную функцию широтно-импульсного преобразования (например, AT90S8515 фирмы Atmel или 87С51GB фирмы Intel). Выход ШИМ управляет ключомS. В зависимости от заданной разрядности преобразования (для контроллера AT90S8515 возможны режимы 8, 9 и 10 бит) контроллер с помощью своего таймера/счетчика формирует последовательность импульсов, относительная длительность которых g =tи/Топределяется соотношением
гдеN- разрядность преобразования, аD- преобразуемый код. Фильтр нижних частот сглаживает импульсы, выделяя среднее значение напряжения. В результате выходное напряжение преобразователя
Рассмотренная схема обеспечивает почти идеальную линейность преобразования, не содержит прецизионных элементов (за исключением источника опорного напряжения). Основной ее недостаток - низкое быстродействие.
Последовательный ЦАП на переключаемых конденсаторах
Рассмотренная выше схема ЦАП с ШИМ вначале преобразует цифровой код во временной интервал, который формируется с помощью двоичного счетчика квант за квантом, поэтому для полученияN-разрядного преобразования необходимы 2Nвременных квантов (тактов). Схема последовательного ЦАП, приведенная на рис. 2, позволяет выполнить цифро-аналоговое преобразование за значительно меньшее число тактов.
В этой схеме емкости конденсаторовС1иС2равны. Перед началом цикла преобразования конденсаторС2разряжается ключомS4. Входное двоичное слово задается в виде последовательного кода. Его преобразование осуществляется последовательно, начиная с младшего разрядаd0. Каждый такт преобразования состоит из двух полутактов. В первом полутакте конденсаторС1заряжается до опорного напряженияUопприd0=1 посредством замыкания ключаS1или разряжается до нуля приd0=0 путем замыкания ключаS2. Во втором полутакте при разомкнутых ключахS1,S2иS4замыкается ключS3, что вызывает деление заряда пополам междуС1иС2. В результате получаем
U1(0)=Uвых(0)=(d0/2)Uоп
Пока на конденсатореС2сохраняется заряд, процедура заряда конденсатораС1должна быть повторена для следующего разрядаd1входного слова. После нового цикла перезарядки напряжение на конденсаторах будет
Точно также выполняется преобразование для остальных разрядов слова. В результате дляN-разрядного ЦАП выходное напряжение будет равно
Если требуется сохранять результат преобразования сколь-нибудь продолжительное время, к выходу схемы следует подключить УВХ. После окончания цикла преобразования следует провести цикл выборки, перевести УВХ в режим хранения и вновь начать преобразование.
Таким образом, представленная схема выполняет преобразование входного кода за 2Nквантов, что значительно меньше, чем у ЦАП с ШИМ. Здесь требуется только два согласованных конденсатора небольшой емкости. Конфигурация аналоговой части схемы не зависит от разрядности преобразуемого кода. Однако по быстродействию последовательный ЦАП значительно уступает параллельным цифро-аналоговым преобразователям, что ограничивает область его применения.
ПАРАЛЛЕЛЬНЫЕ ЦАП
ЦАП с суммированием весовых токов
Большинство схем параллельных ЦАП основано на суммировании токов, сила каждого из которых пропорциональна весу цифрового двоичного разряда, причем должны суммироваться только токи разрядов, значения которых равны 1. Пусть, например, требуется преобразовать двоичный четырехразрядный код в аналоговый сигнал тока. У четвертого, старшего значащего разряда (СЗР) вес будет равен 23=8, у третьего разряда - 22=4, у второго - 21=2 и у младшего (МЗР) - 20=1. Если вес МЗР IМЗР=1 мА, то IСЗР=8 мА, а максимальный выходной ток преобразователя Iвых.макс=15 мА и соответствует коду 11112. Понятно, что коду 10012, например, будет соответствовать Iвых=9 мА и т.д. Следовательно, требуется построить схему, обеспечивающую генерацию и коммутацию по заданным законам точных весовых токов. Простейшая схема, реализующая указанный принцип, приведена на рис. 3.
Сопротивления резисторов выбирают так, чтобы при замкнутых ключах через них протекал ток, соответствующий весу разряда. Ключ должен быть замкнут тогда, когда соответствующий ему бит входного слова равен единице. Выходной ток определяется соотношением
При высокой разрядности ЦАП токозадающие резисторы должны быть согласованы с высокой точностью. Наиболее жесткие требования по точности предъявляются к резисторам старших разрядов, поскольку разброс токов в них не должен превышать тока младшего разряда. Поэтому разброс сопротивления в k-м разряде должен быть меньше, чем
DR / R=2-k.
Из этого условия следует, что разброс сопротивления резистора, например, в четвертом разряде не должен превышать 3%, а в 10-м разряде - 0,05% и т.д.
Рассмотренная схема при всей ее простоте обладает целым букетом недостатков. Во-первых, при различных входных кодах ток, потребляемый от источника опорного напряжения (ИОН), будет различным, а это повлияет на величину выходного напряжения ИОН. Во-вторых, значения сопротивлений весовых резисторов могут различаться в тысячи раз, а это делает весьма затруднительной реализацию этих резисторов в полупроводниковых ИМС. Кроме того, сопротивление резисторов старших разрядов в многоразрядных ЦАП может быть соизмеримым с сопротивлением замкнутого ключа, а это приведет к погрешности преобразования. В-третьих, в этой схеме к разомкнутым ключам прикладывается значительное напряжение, что усложняет их построение.
Эти недостатки устранены в схеме ЦАП AD7520 (отечественный аналог 572ПА1), разработанном фирмой Analog Devices в 1973 году, которая в настоящее время является по существу промышленным стандартом (по ней выполнены многие серийные модели ЦАП). Указанная схема представлена на рис. 4. В качестве ключей здесь используются МОП-транзисторы.
Рис. 4. Схема ЦАП с переключателями и матрицей постоянного импеданса
В этой схеме задание весовых коэффициентов ступеней преобразователя осуществляют посредством последовательного деления опорного напряжения с помощью резистивной матрицы постоянного импеданса. Основной элемент такой матрицы представляет собой делитель напряжения (рис. 5), который должен удовлетворять следующему условию: если он нагружен на сопротивление Rн, то его входное сопротивление Rвхтакже должно принимать значение Rн. Коэффициент ослабления цепи a=U2/U1при этой нагрузке должен иметь заданное значение. При выполнении этих условий получаем следующие выражения для сопротивлений:
При двоичном кодировании a =0,5. Если положить Rн=2R, то Rs=R и Rp=2R в соответствии с рис.4.
Поскольку в любом положении переключателей Skони соединяют нижние выводы резисторов с общей шиной схемы, источник опорного напряжения нагружен на постоянное входное сопротивление Rвх=R. Это гарантирует неизменность опорного напряжения при любом входном коде ЦАП.
Согласно рис. 4, выходные токи схемы определяются соотношениями
а входной ток
Поскольку нижние выводы резисторов 2R матрицы при любом состоянии переключателей Skсоединены с общей шиной схемы через низкое сопротивление замкнутых ключей, напряжения на ключах всегда небольшие, в пределах нескольких милливольт. Это упрощает построение ключей и схем управления ими и позволяет использовать опорное напряжение из широкого диапазона, в том числе и различной полярности. Поскольку выходной ток ЦАП зависит от Uоплинейно (см. (8)), преобразователи такого типа можно использовать для умножения аналогового сигнала (подавая его на вход опорного напряжения) на цифровой код. Такие ЦАП называют перемножающими (MDAC).
Точность этой схемы снижает то обстоятельство, что для ЦАП, имеющих высокую разрядность, необходимо согласовывать сопротивления R0ключей с разрядными токами. Особенно это важно для ключей старших разрядов. Например, в 10-разрядном ЦАП AD7520 ключевые МОП-транзисторы шести старших разрядов сделаны разными по площади и их сопротивление R0нарастает согласно двоичному коду (20, 40, 80, : , 640 Ом). Таким способом уравниваются (до 10 мВ) падения напряжения на ключах первых шести разрядов, что обеспечивает монотонность и линейность переходной характеристики ЦАП. 12-разрядный ЦАП 572ПА2 имеет дифференциальную нелинейность до 0,025% (1 МЗР).
ЦАП на МОП ключах имеют относительно низкое быстродействие из-за большой входной емкости МОП-ключей. Тот же 572ПА2 имеет время установления выходного тока при смене входного кода от 000...0 до 111...1, равное 15 мкс. 12-разрядный DAC7611 фирмы Burr-Braun имеет время установления выходного напряжения 10 мкс. В то же время ЦАП на МОП-ключах имеют минимальную мощность потребления. Тот же DAC7611 потребляет всего 2,5 мВт. В последнее время появились модели ЦАП рассмотренного выше типа с более высоким быстродействием. Так 12-разрядный AD7943 имеет время установления тока 0,6 мкс и потребляемую мощность всего 25 мкВт. Малое собственное потребление позволяет запитывать такие микромощные ЦАП прямо от источника опорного напряжения. При этом они могут даже не иметь вывода для подключения ИОН, например, AD5321.
ЦАП на источниках тока
ЦАП на источниках тока обладают более высокой точностью. В отличие от предыдущего варианта, в котором весовые токи формируются резисторами сравнительно небольшого сопротивления и, как следствие, зависят от сопротивления ключей и нагрузки, в данном случае весовые токи обеспечиваются транзисторными источниками тока, имеющими высокое динамическое сопротивление. Упрощенная схема ЦАП на источниках тока приведена на рис. 6.
Рис. 6. Схема ЦАП на источниках тока
Весовые токи формируются с помощью резистивной матрицы. Потенциалы баз транзисторов одинаковы, а чтобы были равны и потенциалы эмиттеров всех транзисторов, площади их эмиттеров делают различными в соответствии с весовыми коэффициентами. Правый резистор матрицы подключен не к общей шине, как на схеме рис. 4, а к двум параллельно включенным одинаковым транзисторам VT0и VTн, в результате чего ток через VT0равен половине тока через VT1. Входное напряжение для резистивной матрицы создается с помощью опорного транзистора VTопи операционного усилителя ОУ1, выходное напряжение которого устанавливается таким, что коллекторный ток транзистора VTоппринимает значение Iоп. Выходной ток для N-разрядного ЦАП
Характерными примерами ЦАП на переключателях тока с биполярными транзисторами в качестве ключей являются 12-разрядный 594ПА1 с временем установления 3,5 мкс и погрешностью линейности не более 0,012% и 12-разрядный AD565, имеющий время установления 0,2 мкс при такой же погрешности линейности. Еще более высоким быстродействием обладает AD668, имеющий время установления 90 нс и ту же погрешность линейности. Из новых разработок можно отметить 14-разрядный AD9764 со временем установления 35 нс и погрешностью линейности не более 0,01%. В качестве переключателей тока Skчасто используются биполярные дифференциальные каскады, в которых транзисторы работают в активном режиме. Это позволяет сократить время установления до единиц наносекунд. Схема переключателя тока на дифференциальных усилителях приведена на рис. 7.
Дифференциальные каскады VT1-VT3и VT'1-VT'3образованы из стандартных ЭСЛ вентилей. Ток Ik, протекающий через вывод коллектора выходного эмиттерного повторителя является выходным током ячейки. Если на цифровой вход Dkподается напряжение высокого уровня, то транзистор VT3открывается, а транзистор VT'3закрывается. Выходной ток определяется выражением
Точность значительно повышается, если резистор Rэзаменить источником постоянного тока, как в схеме на рис. 6. Благодаря симметрии схемы существует возможность формирования двух выходных токов - прямого и инверсного. Наиболее быстродействующие модели подобных ЦАП имеют входные ЭСЛ-уровни. Примером может служить 12-ти разрядный МАХ555, имеющий время установления 4 нс до уровня 0,1%. Поскольку выходные сигналы таких ЦАП захватывают радиочастотный диапазон, они имеют выходное сопротивление 50 или 75 ом, которое должно быть согласовано с волновым сопротивлением кабеля, подключаемого к выходу преобразователя.
ПРИМЕНЕНИЕ ЦАП
Схемы применения цифро-аналоговых преобразователей относятся не только к области преобразования код - аналог. Пользуясь их свойствами можно определять произведения двух или более сигналов, строить делители функций, аналоговые звенья, управляемые от микроконтроллеров, такие как аттенюаторы, интеграторы. Важной областью применения ЦАП являются также генераторы сигналов, в том числе сигналов произвольной формы. Ниже рассмотрены некоторые схемы обработки сигналов, включающие ЦА-преобразователи.
Обработка чисел, имеющих знак
До сих пор при описании цифро-аналоговых преобразователей входная цифровая информация представлялась в виде чисел натурального ряда (униполярных). Обработка целых чисел (биполярных) имеет определенные особенности. Обычно двоичные целые числа представляются с использованием дополнительного кода. Таким путем с помощью восьми разрядов можно представить числа в диапазоне от -128 до +127. При вводе чисел в ЦАП этот диапазон чисел сдвигают до 0...255 путем прибавления 128. Числа, большие 128, при этом считаются положительными, а числа, меньшие 128, - отрицательными. Среднее число 128 соответствует нулю. Такое представление чисел со знаком, называется смещенным кодом. Прибавление числа, составляющего половину полной шкалы данной разрядности (в нашем примере это 128), можно легко выполнить путем инверсии старшего (знакового) разряда. Соответствие рассмотренных кодов иллюстрируется табл. 1.
Таблица 1
Связь между цифровыми и аналоговыми величинами
| Десятичный | Дополнительный | Смещенный | Аналог I/Iмакс |
127 1 0 -1 -127 -128 | 01111111 00000001 00000000 11111111 10000001 10000000 | 11111111 10000001 10000000 01111111 00000001 00000000 | 127/255 1/255 0 -1/255 -127/255 -128/255 |
Чтобы получить выходной сигнал с правильным знаком, необходимо осуществить обратный сдвиг путем вычитания тока или напряжения, составляющего половину шкалы преобразователя. Для различных типов ЦАП это можно сделать разными способами. Например, у ЦАП на источниках тока, диапазон изменения опорного напряжения ограничен, причем выходное напряжение имеет полярность обратную полярности опорного напряжения. В этом случае биполярный режим наиболее просто реализуется включением дополнительного резистора смещения Rсммежду выходом ЦАП и входом опорного напряжения (рис. 8а). Резистор Rсмизготавливается на кристалле ИМС. Его сопротивление выбрано таким, чтобы ток Iсмсоставлял половину максимального значения выходного тока ЦАП.
В принципе, аналогично можно решить задачу смещения выходного тока и для ЦАП на МОП-ключах. Для этого нужно проинвертировать опорное напряжение, а затем сформировать из -Uопток смещения, который следует вычесть из выходного тока ЦАП. Однако для сохранения температурной стабильности лучше обеспечить формирование тока смещения непосредственно в ЦАП. Для этого в схему на рис. 8а вводят второй операционный усилитель и второй выход ЦАП подключают ко входу этого ОУ (рис. 8б).
Второй выходной ток ЦАП,
На входе ОУ1 ток I'выхсуммируется с током Iмр, соответствующим единице младшего разряда входного кода.
Суммарный ток инвертируется. Ток, протекающий через резистор обратной связи RосОУ2, составляет
Или
При
а при
Это в случае N=8 с точностью до множителя 2 совпадает с данными табл. 6, с учетом того, что для преобразователя на МОП-ключах максимальный выходной ток
.
Если резисторы R2хорошо согласованы по сопротивлению, то абсолютное изменение их величины при колебаниях температуры не влияет на выходное напряжение схемы.
У цифро-аналоговых преобразователей с выходным сигналом в виде напряжения, построенных на инверсной резистивной матрице (см. рис. 9), можно более просто реализовать биполярный режим (рис. 8в). Как правило, такие ЦАП содержат на кристалле выходной буферный усилитель. Для работы ЦАП в униполярном включении свободный вывод нижнего по схеме резистора R не подключают, либо подключают к общей точке схемы для удвоения выходного напряжения. Для работы в биполярном включении свободный вывод этого резистора соединяют со входом опорного напряжения ЦАП. ОУ в этом случае работает в дифференциальном включении и его выходное напряжение
Перемножители и делители функций
Как уже указывалось выше, ЦА-преобразователи на МОП-ключах, допускают изменение опорного напряжения в широких пределах, в том числе и смену полярности. Выходное напряжение ЦАП пропорционально произведению опорного напряжения на входной цифровой код. Это обстоятельство позволяет непосредственно использовать такие ЦАП для перемножения аналогового сигнала на цифровой код.
При униполярном включении ЦАП выходной сигнал пропорционален произведению двухполярного аналогового сигнала на однополярный цифровой код. Такой перемножитель называют двухквадрантным. При биполярном включении ЦАП (рис. 8б и 8в) выходной сигнал пропорционален произведению двухполярного аналогового сигнала на двухполярный цифровой код. Эта схема может работать как четырехквадрантный перемножитель.
Деление входного напряжения на цифровой масштаб MD=D/2Nвыполняется с помощью схемы двухквадрантного делителя (рис. 9).
В схеме на рис. 9а преобразователь на МОП-ключах с токовым выходом работает как преобразователь "напряжение-ток", управляемый кодом D и включенный в цепь обратной связи ОУ. Входное напряжение подается на свободный вывод резистора обратной связи ЦАП, размещенного на кристалле ИМС.
В этой схеме выходной ток ЦАП
,
что при выполнении условия Rос=R дает
.
Следует отметить, что при коде "все нули" обратная связь размыкается. Предотвратить этот режим можно, либо запретив такой код программно, либо включив между выходом и инвертирующим входом ОУ резистор с сопротивлением, равным R·2N+1.
Схема делителя на основе ЦАП с выходом в виде напряжения, построенном на инверсной резистивной матрице и включающем буферный ОУ, приведена на рис. 9б. Выходное и входное напряжения этой схемы связаны уравнением
Отсюда следует
.
В данной схеме усилитель охвачен как положительной, так и отрицательной обратными связями. Для преобладания отрицательной обратной связи (иначе ОУ превратится в компаратор) необходимо выполнение условия D<2N-1или MD<1/2. Это ограничивает значение входного кода нижней половиной шкалы.
ПАРАМЕТРЫ ЦАП
При последовательном возрастании значений входного цифрового сигнала D(t) от 0 до 2N-1 через единицу младшего разряда (ЕМР) выходной сигнал Uвых(t) образует ступенчатую кривую. Такую зависимость называют обычно характеристикой преобразования ЦАП. В отсутствие аппаратных погрешностей средние точки ступенек расположены на идеальной прямой 1 (рис. 10), которой соответствует идеальная характеристика преобразования. Реальная характеристика преобразования может существенно отличаться от идеальной размерами и формой ступенек, а также расположением на плоскости координат. Для количественного описания этих различий существует целый ряд параметров.
Рис. 10 Статическая характеристика преобразования ЦАП
Статические параметры
Разрешающая способность - приращение Uвыхпри преобразовании смежных значений Dj, т.е. отличающихся на ЕМР. Это приращение является шагом квантования. Для двоичных кодов преобразования номинальное значение шага квантования h=Uпш/(2N-1), где Uпш- номинальное максимальное выходное напряжение ЦАП (напряжение полной шкалы), N - разрядность ЦАП. Чем больше разрядность преобразователя, тем выше его разрешающая способность. Погрешность полной шкалы - относительная разность между реальным и идеальным значениями предела шкалы преобразования при отсутствии смещения нуля.
.
Является мультипликативной составляющей полной погрешности. Иногда указывается соответствующим числом ЕМР.
Погрешность смещения нуля - значение Uвых, когда входной код ЦАП равен нулю. Является аддитивной составляющей полной погрешности. Обычно указывается в милливольтах или в процентах от полной шкалы:
.
Нелинейность - максимальное отклонение реальной характеристики преобразования Uвых(D) от оптимальной (линия 2 на рис. 10). Оптимальная характеристика находится эмпирически так, чтобы минимизировать значение погрешности нелинейности. Нелинейность обычно определяется в относительных единицах, но в справочных данных приводится также и в ЕМР. Для характеристики, приведенной на рис. 10
.
Дифференциальная нелинейность - максимальное изменение (с учетом знака) отклонения реальной характеристики преобразования Uвых(D) от оптимальной при переходе от одного значения входного кода к другому смежному значению. Обычно определяется в относительных единицах или в ЕМР. Для характеристики, приведенной на рис. 10,
.
Монотонность характеристики преобразования - возрастание (уменьшение) выходного напряжения ЦАП Uвыхпри возрастании (уменьшении) входного кода D. Если дифференциальная нелинейность больше относительного шага квантования h/Uпш, то характеристика преобразователя немонотонна.
Температурная нестабильность ЦА-преобразователя характеризуется температурными коэффициентами погрешности полной шкалы и погрешности смещения нуля.
Погрешности полной шкалы и смещения нуля могут быть устранены калибровкой (подстройкой). Погрешности нелинейности простыми средствами устранить нельзя.
Динамические параметры
Динамические параметры ЦАП определяются по изменению выходного сигнала при скачкообразном изменении входного кода, обычно от величины "все нули" до "все единицы" (рис.11).
Рис. 11. Переходная характеристика ЦАП
Время установления - интервал времени от момента изменения входного кода (на рис. 11 t=0) до момента, когда в последний раз выполняется равенство
|Uвых-Uпш|=d/2,
причем d/2 обычно соответствует ЕМР.
Скорость нарастания - максимальная скорость изменения Uвых(t) во время переходного процесса. Определяется как отношение приращения DUвыхко времени Dt, за которое произошло это приращение. Обычно указывается в технических характеристиках ЦАП с выходным сигналом в виде напряжения. У ЦАП с токовым выходом этот параметр в большой степени зависит от типа выходного ОУ.
Для перемножающих ЦАП с выходом в виде напряжения часто указываются частота единичного усиления и мощностная полоса пропускания, которые в основном определяются свойствами выходного усилителя.
СПИСОК ИСПОЛЬЗОВАННОЙ ЛИТЕРАТУРЫ
1. Федерков Б.Г., Телец В.А., Микросхемы ЦАП и АЦП: функционирование, параметры, применение. М.: Энергоиздат, 1990. –320с.
2. Валах В.В., Григорьев В.Ф., Быстродействующие АЦП для измерения формы случайных сигналов М.: Приборы и техника эксперемента. 1987. №4 с.86-90
3. Быстродействующие интегральные микросхемы ЦАП и АЦП и измерение их параметров. Под редакцией Марцинкявючеса. М.: Радио и связь. 1988 –224с.©
superbotanik.net
Реферат на тему:
Четырёхканальный аналого-цифровой преобразователь
Аналого-цифровой преобразователь[1][2][3] (АЦП, англ. Analog-to-digital converter, ADC) — устройство, преобразующее входной аналоговый сигнал в дискретный код (цифровой сигнал). Обратное преобразование осуществляется при помощи ЦАП (цифро-аналогового преобразователя, DAC).
Как правило, АЦП — электронное устройство, преобразующее напряжение в двоичный цифровой код. Тем не менее, некоторые неэлектронные устройства с цифровым выходом, следует также относить к АЦП, например, некоторые типы преобразователей угол-код. Простейшим одноразрядным двоичным АЦП является компаратор.
Итальянский математик Фибоначчи сформулировал задачу наименьшего числа гирь целочисленного веса для взвешивания грузов наибольшего диапазона на рычажных весах, которая стала известна под названием «задача о гирях»[4] («задача Баше-Менделеева»). Фибоначчи пришёл к выводу, что, при взвешивании с разрешением класть гири только на одну чашу весов, наименьшее число гирь получается при выборе весов гирь из ряда 1, 2, 4, 8, 16,... (степени 2), что соответствует весам разрядов в двоичной системе счисления, при взвешивании с разрешением класть гири на обе чаши весов, наименьшее число гирь получается при выборе весов гирь из ряда 1, 3, 9, 27, 81,… (степени 3, последовательность A000244 в OEIS) что соответствует весам разрядов в троичных системах счисления[5].
Разрешение АЦП — минимальное изменение величины аналогового сигнала, которое может быть преобразовано данным АЦП — связано с его разрядностью. В случае единичного измерения без учёта шумов разрешение напрямую определяется разрядностью АЦП.
Разрядность АЦП характеризует количество дискретных значений, которые преобразователь может выдать на выходе. В двоичных АЦП измеряется в битах, в троичных АЦП измеряется в тритах. Например, двоичный 8-ми разрядный АЦП, способен выдать 256 дискретных значений (0…255), поскольку 28 = 256, троичный 8-ми разрядный АЦП, способен выдать 6561 дискретное значение, поскольку 38 = 6561.
Разрешение по напряжению равно разности напряжений, соответствующих максимальному и минимальному выходному коду, делённой на количество выходных дискретных значений. Например:
На практике разрешение АЦП ограничено отношением сигнал/шум входного сигнала. При большой интенсивности шумов на входе АЦП различение соседних уровней входного сигнала становится невозможным, то есть ухудшается разрешение. При этом реально достижимое разрешение описывается эффективной разрядностью (effective number of bits — ENOB), которая меньше, чем реальная разрядность АЦП. При преобразовании сильно зашумлённого сигнала младшие разряды выходного кода практически бесполезны, так как содержат шум. Для достижения заявленной разрядности отношение С/Ш входного сигнала должно быть примерно 6 дБ на каждый бит разрядности.
Большинство АЦП считаются линейными, хотя аналого-цифровое преобразование по сути является нелинейным процессом (поскольку операция отображения непрерывного пространства в дискретное — операция нелинейная).
Термин линейный применительно к АЦП означает, что диапазон входных значений, отображаемый на выходное цифровое значение, связан по линейному закону с этим выходным значением, то есть выходное значение k достигается при диапазоне входных значений от
m(k + b)до
m(k + 1 + b),где m и b — некоторые константы. Константа b, как правило, имеет значение 0 или −0.5. Если b = 0, АЦП называют квантователь с ненулевой ступенью (mid-rise), если же b = −0,5, то АЦП называют квантователь с нулём в центре шага квантования (mid-tread).
Если бы плотность вероятности амплитуды входного сигнала имела равномерное распределение, то отношение сигнал/шум (применительно к шуму квантования) было бы максимально возможным. По этой причине обычно перед квантованием по амплитуде сигнал пропускают через безынерционный преобразователь, передаточная функция которого повторяет функцию распределения самого сигнала. Это улучшает достоверность передачи сигнала, так как наиболее важные области амплитуды сигнала квантуются с лучшим разрешением. Соответственно, при цифро-аналоговом преобразовании потребуется обработать сигнал функцией, обратной функции распределения исходного сигнала.
Это тот же принцип, что и используемый в компандерах, применяемых в магнитофонах и различных коммуникационных системах, он направлен на максимизацию энтропии. (Не путать компандер с компрессором!)
Например, голосовой сигнал имеет лапласово распределение амплитуды. Это означает, что окрестность нуля по амплитуде несёт больше информации, чем области с большей амплитудой. По этой причине логарифмические АЦП часто применяются в системах передачи голоса для увеличения динамического диапазона передаваемых значений без изменения качества передачи сигнала в области малых амплитуд.
8-битные логарифмические АЦП с a-законом или μ-законом обеспечивают широкий динамический диапазон и имеют высокое разрешение в наиболее критичном диапазоне малых амплитуд; линейный АЦП с подобным качеством передачи должен был бы иметь разрядность около 12 бит.
Имеется несколько источников погрешности АЦП. Ошибки квантования и (считая, что АЦП должен быть линейным) нелинейности присущи любому аналого-цифровому преобразованию. Кроме того, существуют так называемые апертурные ошибки которые являются следствием джиттера (англ. jitter) тактового генератора, они проявляются при преобразовании сигнала в целом (а не одного отсчёта).
Эти ошибки измеряются в единицах, называемых МЗР — младший значащий разряд. В приведённом выше примере 8-битного двоичного АЦП ошибка в 1 МЗР составляет 1/256 от полного диапазона сигнала, то есть 0,4 %, в 8-тритном троичном АЦП ошибка в 1 МЗР составляет 1/6561, то есть 0,015 %.
Ошибки квантования являются следствием ограниченного разрешения АЦП. Этот недостаток не может быть устранён ни при каком типе аналого-цифрового преобразования. Абсолютная величина ошибки квантования при каждом отсчёте находится в пределах от нуля до половины МЗР.
Как правило, амплитуда входного сигнала много больше, чем МЗР. В этом случае ошибка квантования не коррелирована с сигналом и имеет равномерное распределение. Её среднеквадратическое значение совпадает с среднеквадратичным отклонением распределения, которое равно . В случае 8-битного АЦП это составит 0,113 % от полного диапазона сигнала.
Всем АЦП присущи ошибки, связанные с нелинейностью, которые являются следствием физического несовершенства АЦП. Это приводит к тому, что передаточная характеристика (в указанном выше смысле) отличается от линейной (точнее от желаемой функции, так как она не обязательно линейна). Ошибки могут быть уменьшены путём калибровки.
Важным параметром, описывающим нелинейность, является интегральная нелинейность (INL) и дифференциальная нелинейность (DNL).
Пусть мы оцифровываем синусоидальный сигнал x(t) = Asin2πf0t. В идеальном случае отсчёты берутся через равные промежутки времени. Однако в реальности время момента взятия отсчёта подвержено флуктуациям из-за дрожания фронта синхросигнала (clock jitter). Полагая, что неопределённость момента времени взятия отсчёта порядка Δt, получаем, что ошибка, обусловленная этим явлением, может быть оценена как
Легко видеть, что ошибка относительно невелика на низких частотах, однако на больших частотах она может существенно возрасти.
Эффект апертурной погрешности может быть проигнорирован, если её величина сравнительно невелика по сравнению с ошибкой квантования. Таким образом, можно установить следующие требования к дрожанию фронта сигнала синхронизации:
где q — разрядность АЦП.
| 8 | 28,2 нс | 6,48 нс | 1,24 нс | 124 пс | 12,4 пс |
| 10 | 7,05 нс | 1,62 нс | 311 пс | 31,1 пс | 3,11 пс |
| 12 | 1,76 нс | 405 пс | 77,7 пс | 7,77 пс | 777 фс |
| 14 | 441 пс | 101 пс | 19,4 пс | 1,94 пс | 194 фс |
| 16 | 110 пс | 25,3 пс | 4,86 пс | 486 фс | 48,6 фс |
| 18 | 27,5 пс | 6,32 пс | 1,21 пс | 121 фс | 12,1 фс |
| 24 | 430 фс | 98,8 фс | 19,0 фс | 1,9 фс | 190 ас |
Из этой таблицы можно сделать вывод о целесообразности применения АЦП определённой разрядности с учётом ограничений, накладываемых дрожанием фронта синхронизации (clock jitter). Например, бессмысленно использовать прецизионный 24-битный АЦП для записи звука, если система распределения синхросигнала не в состоянии обеспечить ультрамалой неопределённости.
Вообще, качество тактового сигнала чрезвычайно важно не только по этой причине. Например, из описания микросхемы AD9218 (Analog Devices):
Any high speed ADC is extremely sensitive to the quality of the sampling clock provided by the user. A track-and-hold circuit is essentially a mixer. Any noise, distortion, or timing jitter on the clock is combined with the desired signal at the analog-to-digital output.
То есть, Любой высокоскоростной АЦП крайне чувствителен к качеству оцифровывающей тактовой частоты, подаваемой пользователем. Схема выборки и хранения, по сути, является смесителем (перемножителем). Любой шум, искажения, или дрожание фазы тактовой частоты смешиваются с полезным сигналом и поступают на цифровой выход.
Аналоговый сигнал является непрерывной функцией времени, в АЦП он преобразуется в последовательность цифровых значений. Следовательно, необходимо определить частоту выборки цифровых значений из аналогового сигнала. Частота, с которой производятся цифровые значения, получила название частота дискретизации АЦП.
Непрерывно меняющийся сигнал с ограниченной спектральной полосой подвергается оцифровке (то есть значения сигнала измеряются через интервал времени T — период дискретизации) и исходный сигнал может быть точно восстановлен из дискретных во времени значений путём интерполяции. Точность восстановления ограничена ошибкой квантования. Однако в соответствии с теоремой Котельникова-Шеннона точное восстановление возможно только если частота дискретизации выше, чем удвоенная максимальная частота в спектре сигнала.
Поскольку реальные АЦП не могут произвести аналого-цифровое преобразование мгновенно, входное аналоговое значение должно удерживаться постоянным по крайней мере от начала до конца процесса преобразования (этот интервал времени называют время преобразования). Эта задача решается путём использования специальной схемы на входе АЦП — устройства выборки-хранения — УВХ. УВХ, как правило, хранит входное напряжение на конденсаторе, который соединён со входом через аналоговый ключ: при замыкании ключа происходит выборка входного сигнала (конденсатор заряжается до входного напряжения), при размыкании — хранение. Многие АЦП, выполненные в виде интегральных микросхем содержат встроенное УВХ.
Все АЦП работают путём выборки входных значений через фиксированные интервалы времени. Следовательно, выходные значения являются неполной картиной того, что подаётся на вход. Глядя на выходные значения, нет никакой возможности установить, как вёл себя входной сигнал между выборками. Если известно, что входной сигнал меняется достаточно медленно относительно частоты дискретизации, то можно предположить, что промежуточные значения между выборками находятся где-то между значениями этих выборок. Если же входной сигнал меняется быстро, то никаких предположений о промежуточных значениях входного сигнала сделать нельзя, а следовательно, невозможно однозначно восстановить форму исходного сигнала.
Если последовательность цифровых значений, выдаваемая АЦП, где-либо преобразуется обратно в аналоговую форму цифро-аналоговым преобразователем, желательно, чтобы полученный аналоговый сигнал был максимально точной копией исходного сигнала. Если входной сигнал меняется быстрее, чем делаются его отсчёты, то точное восстановление сигнала невозможно, и на выходе ЦАП будет присутствовать ложный сигнал. Ложные частотные компоненты сигнала (отсутствующие в спектре исходного сигнала) получили название alias (ложная частота, побочная низкочастотная составляющая). Частота ложных компонент зависит от разницы между частотой сигнала и частотой дискретизации. Например, синусоидальный сигнал с частотой 2 кГц, дискретизованный с частотой 1.5 кГц был бы воспроизведён как синусоида с частотой 500 Гц. Эта проблема получила название наложение частот (aliasing).
Для предотвращения наложения спектров сигнал, подаваемый на вход АЦП, должен быть пропущен через фильтр нижних частот для подавления спектральных компонент, частота которых превышает половину частоты дискретизации. Этот фильтр получил название anti-aliasing (антиалиасинговый) фильтр, его применение чрезвычайно важно при построении реальных АЦП.
Хотя наложение спектров в большинстве случаев является нежелательным эффектом, его можно использовать во благо. Например, благодаря этому эффекту можно обойтись без преобразования частоты вниз при оцифровке узкополосного высокочастотного сигнала (смотри смеситель). Для этого, однако, входные аналоговые каскады АЦП должны иметь значительно более высокие параметры, чем это требуется для стандартного использования АЦП на основной (видео или низшей) гармонике. Также для этого необходимо обеспечить эффективную фильтрацию внеполосных частот до АЦП, так как после оцифровки, нет никакой возможности идентифицировать и/или отфильтровать большинство их них.
Некоторые характеристики АЦП могут быть улучшены путём использования методики подмешивания псевдослучайного сигнала (англ. dither). Она заключается в добавлении к входному аналоговому сигналу случайного шума (белый шум) небольшой амплитуды. Амплитуда шума, как правило, выбирается на уровне половины МЗР. Эффект от такого добавления заключается в том, что состояние МЗР случайным образом переходит между состояниями 0 и 1 при очень малом входном сигнале (без добавления шума МЗР был бы в состоянии 0 или 1 долговременно). Для сигнала с подмешанным шумом вместо простого округления сигнала до ближайшего разряда происходит случайное округление вверх или вниз, причём среднее время, в течение которого сигнал округлён к тому или иному уровню зависит от того, насколько сигнал близок к этому уровню. Таким образом, оцифрованный сигнал содержит информацию об амплитуде сигнала с разрешающей способностью лучше, чем МЗР, то есть происходит увеличение эффективной разрядности АЦП. Негативной стороной методики является увеличение шума в выходном сигнале. Фактически, ошибка квантования размазывается по нескольким соседним отсчётам. Такой подход является более желательным, чем простое округление до ближайшего дискретного уровня. В результате использования методики подмешивания псевдослучайного сигнала мы имеем более точное воспроизведение сигнала во времени. Малые изменения сигнала могут быть восстановлены из псевдослучайных скачков МЗР путём фильтрации. Кроме того, если шум детерминирован (амплитуда добавляемого шума точно известна в любой момент времени), то его можно вычесть из оцифрованного сигнала, предварительно увеличив его разрядность, тем самым почти полностью избавиться от добавленного шума.
Звуковые сигналы очень малых амплитуд, оцифрованные без псевдослучайного сигнала, воспринимаются на слух очень искажёнными и неприятными. При подмешивании псевдослучайного сигнала истинный уровень сигнала представлен средним значением нескольких последовательных отсчётов.
Однако, в последнее время (2009 год), в связи с удешевлением 24-битных АЦП, имеющих даже без dihter’а динамический диапазон более 120 дБ, что на несколько порядков превышает полный воспринимаемый человеком диапазон слуха, данная технология потеряла актуальность в звукотехнике. При этом, она используется в ВЧ и СВЧ технике, где битность АЦП обычно мала из-за высокой частоты дискретизации.
Очень похожий процесс, также называемый dither или диффузия ошибок, применяется для представления полутонов изображений в компьютерной графике при малом количестве бит на пиксел. При этом изображение становится зашумленным, но визуально воспринимается реалистичнее чем то же изображение полученное простым квантованием.
Как правило, сигналы оцифровываются с минимально необходимой частотой дискретизации из соображений экономии, при этом шум квантования является белым, то есть его спектральная плотность мощности равномерно распределена во всей полосе. Если же оцифровать сигнал с частотой дискретизации, гораздо большей, чем по теореме Котельникова-Шеннона, а затем подвергнуть цифровой фильтрации для подавления спектра вне частотной полосы исходного сигнала, то отношение сигнал/шум, будет лучше, чем при использовании всей полосы. Таким образом можно достичь эффективного разрешения большего, чем разрядность АЦП.
Передискретизация также может быть использована для смягчения требований к крутизне перехода от полосы пропускания к полосе подавления антиалиасингового фильтра. Для этого сигнал оцифровывают, например, на вдвое большей частоте, затем производят цифровую фильтрацию, подавляя частотные компоненты вне полосы исходного сигнала, и, наконец, понижают частоту дискретизации путём децимации.
Ниже перечислены основные способы построения электронных АЦП:
Параллельные АЦП прямого преобразования - самые быстрые, но обычно имеют разрешение не более 8 бит, так как влекут за собой большие аппаратные затраты (2n − 1 = 28 − 1 = 255 компараторов). АЦП этого типа имеют очень большой размер кристалла микросхемы, высокую входную ёмкость, и могут выдавать кратковременные ошибки на выходе. Часто используются для видео или других высокочастотных сигналов, а также широко применяются в промышленности для отслеживания быстро изменяющихся процессов в реальном времени.
Неэлектронные АЦП обычно строятся на тех же принципах.
Как правило, выпускаются в виде микросхем.
Для большинства АЦП разрядность составляет от 6 до 24 бит, частота дискретизации до 1 МГц. Мега- и гигагерцовые АЦП также доступны (февраль 2002). Мегагерцовые АЦП требуются в цифровых видеокамерах, устройствах видеозахвата и цифровых ТВ-тюнерах для оцифровки полного видеосигнала. Коммерческие АЦП обычно имеют выходную ошибку от ±0,5 до ±1,5 МЗР.
Один из факторов увеличивающих стоимость микросхем — это количество выводов, поскольку они вынуждают делать корпус микросхемы больше, и каждый вывод должен быть присоединён к кристаллу. Для уменьшения количества выводов часто АЦП, работающие на низких частотах дискретизации, имеют последовательный интерфейс. Применение АЦП с последовательным интерфейсом зачастую позволяет увеличить плотность монтажа и создать плату с меньшей площадью.
Часто микросхемы АЦП имеют несколько аналоговых входов, подключённых внутри микросхемы к единственному АЦП через аналоговый мультиплексор. Различные модели АЦП могут включать в себя устройства выборки-хранения, инструментальные усилители или высоковольтный дифференциальный вход и другие подобные цепи.
АЦП встроены в большую часть современной звукозаписывающей аппаратуры, поскольку обработка звука делается, как правило, на компьютерах; даже при использовании аналоговой записи АЦП необходим для перевода сигнала в PCM-поток, который будет записан на компакт-диск.
Современные АЦП, используемые в звукозаписи, могут работать на частотах дискретизации до 192 кГц. Многие люди, занятые в этой области, считают, что данный показатель избыточен и используется из чисто маркетинговых соображений (об этом свидетельствует теорема Котельникова-Шеннона). Можно сказать, что звуковой аналоговый сигнал не содержит столько информации, сколько может быть сохранено в цифровом сигнале при такой высокой частоте дискретизации, и зачастую для Hi-Fi-аудиотехники используется частота дискретизации 44,1 кГц (стандартная для компакт-дисков) или 48 кГц (типична для представления звука в компьютерах). Однако широкая полоса упрощает и удешевляет реализацию антиалиасинговых фильтров, позволяя делать их с меньшим числом звеньев или с меньшей крутизной в полосе заграждения, что положительно сказывается на фазовой характеристике фильтра в полосе пропускания.
Аналого-цифровые преобразователи для звукозаписи имеют широкий диапазон цен — от 100 до 10 тыс. долл. и выше за двухканальный АЦП.
АЦП для звукозаписи, используемые в компьютерах, бывают внутренние и внешние. Также существует свободный программный комплекс PulseAudio для Linux, позволяющий использовать вспомогательные компьютеры как внешние ЦАП/АЦП для основного компьютера с гарантированным временем запаздывания.
Аналого-цифровое преобразование используется везде, где требуется принимать аналоговый сигнал и обрабатывать его в цифровой форме.
wreferat.baza-referat.ru
Министерство образования и науки Украины
Одесская национальная морская академия
Кафедра морской электроники
Реферат
по дисциплине «Системы сбора и обработки телеметрической информации»
на тему:
«Цифро-аналоговые преобразователи»
Выполнил:
к-т ФЭМ и РЭ
группы 3131
Струков С.М.
Проверил: ст. преподаватель
Куделькин И.Н.
Одесса – 2007
СОДЕРЖАНИЕ
Введение
Общие сведения
Последовательные ЦАП
Параллельные ЦАП
Применение ЦАП
Параметры ЦАП
Список использованной литературы
Последние десятилетия обусловлены широким внедрением в отрасли народного хозяйства средств микроэлектроники и вычислительной техники, обмен информацией с которыми обеспечивается линейными аналоговыми и цифровыми преобразователями (АЦП и ЦАП).
Современный этап характеризуется больших и сверхбольших интегральных схем ЦАП и АЦП обладающими высокими эксплуатационными параметрами: быстродействием, малыми погрешностями, многоразрядностью. Включение БИС ЦАП и АЦП единым, функционально законченным блоком сильно упростило внедрение их в приборы и установки, используемые как в научных исследованиях, так и в промышленности и дало возможность быстрого обмена информацией между аналоговыми и цифровыми устройствами.
Общие сведения
Цифро-аналоговый преобразователь (ЦАП) предназначен для преобразования числа, определенного, как правило, в виде двоичного кода, в напряжение или ток, пропорциональные значению цифрового кода. Схемотехника цифро-аналоговых преобразователей весьма разнообразна. На рис. 1 представлена классификационная схема ЦАП по схемотехническим признакам. Кроме этого, ИМС цифро-аналоговых преобразователей классифицируются по следующим признакам:
По виду выходного сигнала: с токовым выходом и выходом в виде напряжения.
По типу цифрового интерфейса: с последовательным вводом и с параллельным вводом входного кода.
По числу ЦАП на кристалле: одноканальные и многоканальные.
По быстродействию: умеренного и высокого быстродействия.
Рис. 1. Классификация ЦАП
ПОСЛЕДОВАТЕЛЬНЫЕ ЦАП
ЦАП с широтно-импульсной модуляцией
Очень часто ЦАП входит в состав микропроцессорных систем. В этом случае, если не требуется высокое быстродействие, цифро-аналоговое преобразование может быть очень просто осуществлено с помощью широтно-импульсной модуляции (ШИМ). Схема ЦАП с ШИМ приведена на рис. 1а.
Рис. 1. ЦАП с широтно-импульсной модуляцией
Наиболее просто организуется цифро-аналоговое преобразование в том случае, если микроконтроллер имеет встроенную функцию широтно-импульсного преобразования (например, AT90S8515 фирмы Atmel или 87С51GB фирмы Intel). Выход ШИМ управляет ключом S. В зависимости от заданной разрядности преобразования (для контроллера AT90S8515 возможны режимы 8, 9 и 10 бит) контроллер с помощью своего таймера/счетчика формирует последовательность импульсов, относительная длительность которых g =tи/Т определяется соотношением
где N - разрядность преобразования, а D - преобразуемый код. Фильтр нижних частот сглаживает импульсы, выделяя среднее значение напряжения. В результате выходное напряжение преобразователя
Рассмотренная схема обеспечивает почти идеальную линейность преобразования, не содержит прецизионных элементов (за исключением источника опорного напряжения). Основной ее недостаток - низкое быстродействие.
Последовательный ЦАП на переключаемых конденсаторах
Рассмотренная выше схема ЦАП с ШИМ вначале преобразует цифровой код во временной интервал, который формируется с помощью двоичного счетчика квант за квантом, поэтому для получения N-разрядного преобразования необходимы 2N временных квантов (тактов). Схема последовательного ЦАП, приведенная на рис. 2, позволяет выполнить цифро-аналоговое преобразование за значительно меньшее число тактов.
В этой схеме емкости конденсаторов С1 и С2 равны. Перед началом цикла преобразования конденсатор С2 разряжается ключом S4. Входное двоичное слово задается в виде последовательного кода. Его преобразование осуществляется последовательно, начиная с младшего разряда d0. Каждый такт преобразования состоит из двух полутактов. В первом полутакте конденсатор С1 заряжается до опорного напряжения Uоп при d0=1 посредством замыкания ключа S1 или разряжается до нуля при d0=0 путем замыкания ключа S2. Во втором полутакте при разомкнутых ключах S1, S2 и S4 замыкается ключ S3, что вызывает деление заряда пополам между С1 и С2. В результате получаем
U1(0)=Uвых(0)=(d0/2)Uоп
Пока на конденсаторе С2 сохраняется заряд, процедура заряда конденсатора С1 должна быть повторена для следующего разряда d1 входного слова. После нового цикла перезарядки напряжение на конденсаторах будет
Точно также выполняется преобразование для остальных разрядов слова. В результате для N-разрядного ЦАП выходное напряжение будет равно
Если требуется сохранять результат преобразования сколь-нибудь продолжительное время, к выходу схемы следует подключить УВХ. После окончания цикла преобразования следует провести цикл выборки, перевести УВХ в режим хранения и вновь начать преобразование.
Таким образом, представленная схема выполняет преобразование входного кода за 2N квантов, что значительно меньше, чем у ЦАП с ШИМ. Здесь требуется только два согласованных конденсатора небольшой емкости. Конфигурация аналоговой части схемы не зависит от разрядности преобразуемого кода. Однако по быстродействию последовательный ЦАП значительно уступает параллельным цифро-аналоговым преобразователям, что ограничивает область его применения.
ПАРАЛЛЕЛЬНЫЕ ЦАП
ЦАП с суммированием весовых токов
Большинство схем параллельных ЦАП основано на суммировании токов, сила каждого из которых пропорциональна весу цифрового двоичного разряда, причем должны суммироваться только токи разрядов, значения которых равны 1. Пусть, например, требуется преобразовать двоичный четырехразрядный код в аналоговый сигнал тока. У четвертого, старшего значащего разряда (СЗР) вес будет равен 23=8, у третьего разряда - 22=4, у второго - 21=2 и у младшего (МЗР) - 20=1. Если вес МЗР IМЗР=1 мА, то IСЗР=8 мА, а максимальный выходной ток преобразователя Iвых.макс=15 мА и соответствует коду 11112. Понятно, что коду 10012, например, будет соответствовать Iвых=9 мА и т.д. Следовательно, требуется построить схему, обеспечивающую генерацию и коммутацию по заданным законам точных весовых токов. Простейшая схема, реализующая указанный принцип, приведена на рис. 3.
Сопротивления резисторов выбирают так, чтобы при замкнутых ключах через них протекал ток, соответствующий весу разряда. Ключ должен быть замкнут тогда, когда соответствующий ему бит входного слова равен единице. Выходной ток определяется соотношением
При высокой разрядности ЦАП токозадающие резисторы должны быть согласованы с высокой точностью. Наиболее жесткие требования по точности предъявляются к резисторам старших разрядов, поскольку разброс токов в них не должен превышать тока младшего разряда. Поэтому разброс сопротивления в k-м разряде должен быть меньше, чем
DR / R=2-k.
Из этого условия следует, что разброс сопротивления резистора, например, в четвертом разряде не должен превышать 3%, а в 10-м разряде - 0,05% и т.д.
Рассмотренная схема при всей ее простоте обладает целым букетом недостатков. Во-первых, при различных входных кодах ток, потребляемый от источника опорного напряжения (ИОН), будет различным, а это повлияет на величину выходного напряжения ИОН. Во-вторых, значения сопротивлений весовых резисторов могут различаться в тысячи раз, а это делает весьма затруднительной реализацию этих резисторов в полупроводниковых ИМС. Кроме того, сопротивление резисторов старших разрядов в многоразрядных ЦАП может быть соизмеримым с сопротивлением замкнутого ключа, а это приведет к погрешности преобразования. В-третьих, в этой схеме к разомкнутым ключам прикладывается значительное напряжение, что усложняет их построение.
Эти недостатки устранены в схеме ЦАП AD7520 (отечественный аналог 572ПА1), разработанном фирмой Analog Devices в 1973 году, которая в настоящее время является по существу промышленным стандартом (по ней выполнены многие серийные модели ЦАП). Указанная схема представлена на рис. 4. В качестве ключей здесь используются МОП-транзисторы.
Рис. 4. Схема ЦАП с переключателями и матрицей постоянного импеданса
В этой схеме задание весовых коэффициентов ступеней преобразователя осуществляют посредством последовательного деления опорного напряжения с помощью резистивной матрицы постоянного импеданса. Основной элемент такой матрицы представляет собой делитель напряжения (рис. 5), который должен удовлетворять следующему условию: если он нагружен на сопротивление Rн, то его входное сопротивление Rвх также должно принимать значение Rн. Коэффициент ослабления цепи a=U2/U1 при этой нагрузке должен иметь заданное значение. При выполнении этих условий получаем следующие выражения для сопротивлений:
При двоичном кодировании a =0,5. Если положить Rн=2R, то Rs=R и Rp=2R в соответствии с рис.4.
Поскольку в любом положении переключателей Sk они соединяют нижние выводы резисторов с общей шиной схемы, источник опорного напряжения нагружен на постоянное входное сопротивление Rвх=R. Это гарантирует неизменность опорного напряжения при любом входном коде ЦАП.
Согласно рис. 4, выходные токи схемы определяются соотношениями
а входной ток
Поскольку нижние выводы резисторов 2R матрицы при любом состоянии переключателей Sk соединены с общей шиной схемы через низкое сопротивление замкнутых ключей, напряжения на ключах всегда небольшие, в пределах нескольких милливольт. Это упрощает построение ключей и схем управления ими и позволяет использовать опорное напряжение из широкого диапазона, в том числе и различной полярности. Поскольку выходной ток ЦАП зависит от Uоп линейно (см. (8)), преобразователи такого типа можно использовать для умножения аналогового сигнала (подавая его на вход опорного напряжения) на цифровой код. Такие ЦАП называют перемножающими (MDAC).
Точность этой схемы снижает то обстоятельство, что для ЦАП, имеющих высокую разрядность, необходимо согласовывать сопротивления R0 ключей с разрядными токами. Особенно это важно для ключей старших разрядов. Например, в 10-разрядном ЦАП AD7520 ключевые МОП-транзисторы шести старших разрядов сделаны разными по площади и их сопротивление R0 нарастает согласно двоичному коду (20, 40, 80, : , 640 Ом). Таким способом уравниваются (до 10 мВ) падения напряжения на ключах первых шести разрядов, что обеспечивает монотонность и линейность переходной характеристики ЦАП. 12-разрядный ЦАП 572ПА2 имеет дифференциальную нелинейность до 0,025% (1 МЗР).
ЦАП на МОП ключах имеют относительно низкое быстродействие из-за большой входной емкости МОП-ключей. Тот же 572ПА2 имеет время установления выходного тока при смене входного кода от 000...0 до 111...1, равное 15 мкс. 12-разрядный DAC7611 фирмы Burr-Braun имеет время установления выходного напряжения 10 мкс. В то же время ЦАП на МОП-ключах имеют минимальную мощность потребления. Тот же DAC7611 потребляет всего 2,5 мВт. В последнее время появились модели ЦАП рассмотренного выше типа с более высоким быстродействием. Так 12-разрядный AD7943 имеет время установления тока 0,6 мкс и потребляемую мощность всего 25 мкВт. Малое собственное потребление позволяет запитывать такие микромощные ЦАП прямо от источника опорного напряжения. При этом они могут даже не иметь вывода для подключения ИОН, например, AD5321.
ЦАП на источниках тока
ЦАП на источниках тока обладают более высокой точностью. В отличие от предыдущего варианта, в котором весовые токи формируются резисторами сравнительно небольшого сопротивления и, как следствие, зависят от сопротивления ключей и нагрузки, в данном случае весовые токи обеспечиваются транзисторными источниками тока, имеющими высокое динамическое сопротивление. Упрощенная схема ЦАП на источниках тока приведена на рис. 6.
Рис. 6. Схема ЦАП на источниках тока
Весовые токи формируются с помощью резистивной матрицы. Потенциалы баз транзисторов одинаковы, а чтобы были равны и потенциалы эмиттеров всех транзисторов, площади их эмиттеров делают различными в соответствии с весовыми коэффициентами. Правый резистор матрицы подключен не к общей шине, как на схеме рис. 4, а к двум параллельно включенным одинаковым транзисторам VT0 и VTн, в результате чего ток через VT0 равен половине тока через VT1. Входное напряжение для резистивной матрицы создается с помощью опорного транзистора VTоп и операционного усилителя ОУ1, выходное напряжение которого устанавливается таким, что коллекторный ток транзистора VTоп принимает значение Iоп. Выходной ток для N-разрядного ЦАП
Характерными примерами ЦАП на переключателях тока с биполярными транзисторами в качестве ключей являются 12-разрядный 594ПА1 с временем установления 3,5 мкс и погрешностью линейности не более 0,012% и 12-разрядный AD565, имеющий время установления 0,2 мкс при такой же погрешности линейности. Еще более высоким быстродействием обладает AD668, имеющий время установления 90 нс и ту же погрешность линейности. Из новых разработок можно отметить 14-разрядный AD9764 со временем установления 35 нс и погрешностью линейности не более 0,01%. В качестве переключателей тока Sk часто используются биполярные дифференциальные каскады, в которых транзисторы работают в активном режиме. Это позволяет сократить время установления до единиц наносекунд. Схема переключателя тока на дифференциальных усилителях приведена на рис. 7.
Дифференциальные каскады VT1-VT3 и VT' 1-VT' 3 образованы из стандартных ЭСЛ вентилей. Ток Ik, протекающий через вывод коллектора выходного эмиттерного повторителя является выходным током ячейки. Если на цифровой вход Dk подается напряжение высокого уровня, то транзистор VT3 открывается, а транзистор VT' 3 закрывается. Выходной ток определяется выражением
Точность значительно повышается, если резистор Rэ заменить источником постоянного тока, как в схеме на рис. 6. Благодаря симметрии схемы существует возможность формирования двух выходных токов - прямого и инверсного. Наиболее быстродействующие модели подобных ЦАП имеют входные ЭСЛ-уровни. Примером может служить 12-ти разрядный МАХ555, имеющий время установления 4 нс до уровня 0,1%. Поскольку выходные сигналы таких ЦАП захватывают радиочастотный диапазон, они имеют выходное сопротивление 50 или 75 ом, которое должно быть согласовано с волновым сопротивлением кабеля, подключаемого к выходу преобразователя.
ПРИМЕНЕНИЕ ЦАП
Схемы применения цифро-аналоговых преобразователей относятся не только к области преобразования код - аналог. Пользуясь их свойствами можно определять произведения двух или более сигналов, строить делители функций, аналоговые звенья, управляемые от микроконтроллеров, такие как аттенюаторы, интеграторы. Важной областью применения ЦАП являются также генераторы сигналов, в том числе сигналов произвольной формы. Ниже рассмотрены некоторые схемы обработки сигналов, включающие ЦА-преобразователи.
Обработка чисел, имеющих знак
До сих пор при описании цифро-аналоговых преобразователей входная цифровая информация представлялась в виде чисел натурального ряда (униполярных). Обработка целых чисел (биполярных) имеет определенные особенности. Обычно двоичные целые числа представляются с использованием дополнительного кода. Таким путем с помощью восьми разрядов можно представить числа в диапазоне от -128 до +127. При вводе чисел в ЦАП этот диапазон чисел сдвигают до 0...255 путем прибавления 128. Числа, большие 128, при этом считаются положительными, а числа, меньшие 128, - отрицательными. Среднее число 128 соответствует нулю. Такое представление чисел со знаком, называется смещенным кодом. Прибавление числа, составляющего половину полной шкалы данной разрядности (в нашем примере это 128), можно легко выполнить путем инверсии старшего (знакового) разряда. Соответствие рассмотренных кодов иллюстрируется табл. 1.
Таблица 1
Связь между цифровыми и аналоговыми величинами
| Десятичный | Дополнительный | Смещенный | Аналог I/Iмакс |
| 127 1 0 -1 -127 -128 | 01111111 00000001 00000000 11111111 10000001 10000000 | 11111111 10000001 10000000 01111111 00000001 00000000 | 127/255 1/255 0 -1/255 -127/255 -128/255 |
Чтобы получить выходной сигнал с правильным знаком, необходимо осуществить обратный сдвиг путем вычитания тока или напряжения, составляющего половину шкалы преобразователя. Для различных типов ЦАП это можно сделать разными способами. Например, у ЦАП на источниках тока, диапазон изменения опорного напряжения ограничен, причем выходное напряжение имеет полярность обратную полярности опорного напряжения. В этом случае биполярный режим наиболее просто реализуется включением дополнительного резистора смещения Rсм между выходом ЦАП и входом опорного напряжения (рис. 8а). Резистор Rсм изготавливается на кристалле ИМС. Его сопротивление выбрано таким, чтобы ток Iсм составлял половину максимального значения выходного тока ЦАП.
В принципе, аналогично можно решить задачу смещения выходного тока и для ЦАП на МОП-ключах. Для этого нужно проинвертировать опорное напряжение, а затем сформировать из -Uоп ток смещения, который следует вычесть из выходного тока ЦАП. Однако для сохранения температурной стабильности лучше обеспечить формирование тока смещения непосредственно в ЦАП. Для этого в схему на рис. 8а вводят второй операционный усилитель и второй выход ЦАП подключают ко входу этого ОУ (рис. 8б).
Второй выходной ток ЦАП,
На входе ОУ1 ток I'вых суммируется с током Iмр, соответствующим единице младшего разряда входного кода.
Суммарный ток инвертируется. Ток, протекающий через резистор обратной связи Rос ОУ2, составляет
Или 
При 
а при 
Это в случае N=8 с точностью до множителя 2 совпадает с данными табл. 6, с учетом того, что для преобразователя на МОП-ключах максимальный выходной ток
.
Если резисторы R2 хорошо согласованы по сопротивлению, то абсолютное изменение их величины при колебаниях температуры не влияет на выходное напряжение схемы.
У цифро-аналоговых преобразователей с выходным сигналом в виде напряжения, построенных на инверсной резистивной матрице (см. рис. 9), можно более просто реализовать биполярный режим (рис. 8в). Как правило, такие ЦАП содержат на кристалле выходной буферный усилитель. Для работы ЦАП в униполярном включении свободный вывод нижнего по схеме резистора R не подключают, либо подключают к общей точке схемы для удвоения выходного напряжения. Для работы в биполярном включении свободный вывод этого резистора соединяют со входом опорного напряжения ЦАП. ОУ в этом случае работает в дифференциальном включении и его выходное напряжение
Перемножители и делители функций
Как уже указывалось выше, ЦА-преобразователи на МОП-ключах, допускают изменение опорного напряжения в широких пределах, в том числе и смену полярности. Выходное напряжение ЦАП пропорционально произведению опорного напряжения на входной цифровой код. Это обстоятельство позволяет непосредственно использовать такие ЦАП для перемножения аналогового сигнала на цифровой код.
При униполярном включении ЦАП выходной сигнал пропорционален произведению двухполярного аналогового сигнала на однополярный цифровой код. Такой перемножитель называют двухквадрантным. При биполярном включении ЦАП (рис. 8б и 8в) выходной сигнал пропорционален произведению двухполярного аналогового сигнала на двухполярный цифровой код. Эта схема может работать как четырехквадрантный перемножитель.
Деление входного напряжения на цифровой масштаб MD=D/2N выполняется с помощью схемы двухквадрантного делителя (рис. 9).
В схеме на рис. 9а преобразователь на МОП-ключах с токовым выходом работает как преобразователь "напряжение-ток", управляемый кодом D и включенный в цепь обратной связи ОУ. Входное напряжение подается на свободный вывод резистора обратной связи ЦАП, размещенного на кристалле ИМС.
В этой схеме выходной ток ЦАП
,
что при выполнении условия Rос=R дает
.
Следует отметить, что при коде "все нули" обратная связь размыкается. Предотвратить этот режим можно, либо запретив такой код программно, либо включив между выходом и инвертирующим входом ОУ резистор с сопротивлением, равным R·2N+1.
Схема делителя на основе ЦАП с выходом в виде напряжения, построенном на инверсной резистивной матрице и включающем буферный ОУ, приведена на рис. 9б. Выходное и входное напряжения этой схемы связаны уравнением
Отсюда следует 
.
В данной схеме усилитель охвачен как положительной, так и отрицательной обратными связями. Для преобладания отрицательной обратной связи (иначе ОУ превратится в компаратор) необходимо выполнение условия D<2N-1 или MD<1/2. Это ограничивает значение входного кода нижней половиной шкалы.
ПАРАМЕТРЫ ЦАП
При последовательном возрастании значений входного цифрового сигнала D(t) от 0 до 2N-1 через единицу младшего разряда (ЕМР) выходной сигнал Uвых(t) образует ступенчатую кривую. Такую зависимость называют обычно характеристикой преобразования ЦАП. В отсутствие аппаратных погрешностей средние точки ступенек расположены на идеальной прямой 1 (рис. 10), которой соответствует идеальная характеристика преобразования. Реальная характеристика преобразования может существенно отличаться от идеальной размерами и формой ступенек, а также расположением на плоскости координат. Для количественного описания этих различий существует целый ряд параметров.
Рис. 10 Статическая характеристика преобразования ЦАП
Статические параметры
Разрешающая способность - приращение Uвых при преобразовании смежных значений Dj, т.е. отличающихся на ЕМР. Это приращение является шагом квантования. Для двоичных кодов преобразования номинальное значение шага квантования h=Uпш/(2N-1), где Uпш - номинальное максимальное выходное напряжение ЦАП (напряжение полной шкалы), N - разрядность ЦАП. Чем больше разрядность преобразователя, тем выше его разрешающая способность. Погрешность полной шкалы - относительная разность между реальным и идеальным значениями предела шкалы преобразования при отсутствии смещения нуля.
.
Является мультипликативной составляющей полной погрешности. Иногда указывается соответствующим числом ЕМР.
Погрешность смещения нуля - значение Uвых, когда входной код ЦАП равен нулю. Является аддитивной составляющей полной погрешности. Обычно указывается в милливольтах или в процентах от полной шкалы:
.
Нелинейность - максимальное отклонение реальной характеристики преобразования Uвых(D) от оптимальной (линия 2 на рис. 10). Оптимальная характеристика находится эмпирически так, чтобы минимизировать значение погрешности нелинейности. Нелинейность обычно определяется в относительных единицах, но в справочных данных приводится также и в ЕМР. Для характеристики, приведенной на рис. 10
.
Дифференциальная нелинейность - максимальное изменение (с учетом знака) отклонения реальной характеристики преобразования Uвых(D) от оптимальной при переходе от одного значения входного кода к другому смежному значению. Обычно определяется в относительных единицах или в ЕМР. Для характеристики, приведенной на рис. 10,
.
Монотонность характеристики преобразования - возрастание (уменьшение) выходного напряжения ЦАП Uвых при возрастании (уменьшении) входного кода D. Если дифференциальная нелинейность больше относительного шага квантования h/Uпш, то характеристика преобразователя немонотонна.
Температурная нестабильность ЦА-преобразователя характеризуется температурными коэффициентами погрешности полной шкалы и погрешности смещения нуля.
Погрешности полной шкалы и смещения нуля могут быть устранены калибровкой (подстройкой). Погрешности нелинейности простыми средствами устранить нельзя.
Динамические параметры
Динамические параметры ЦАП определяются по изменению выходного сигнала при скачкообразном изменении входного кода, обычно от величины "все нули" до "все единицы" (рис.11).
Рис. 11. Переходная характеристика ЦАП
Время установления - интервал времени от момента изменения входного кода (на рис. 11 t=0) до момента, когда в последний раз выполняется равенство
|Uвых-Uпш|=d/2,
причем d/2 обычно соответствует ЕМР.
Скорость нарастания - максимальная скорость изменения Uвых(t) во время переходного процесса. Определяется как отношение приращения DUвых ко времени Dt, за которое произошло это приращение. Обычно указывается в технических характеристиках ЦАП с выходным сигналом в виде напряжения. У ЦАП с токовым выходом этот параметр в большой степени зависит от типа выходного ОУ.
Для перемножающих ЦАП с выходом в виде напряжения часто указываются частота единичного усиления и мощностная полоса пропускания, которые в основном определяются свойствами выходного усилителя.
СПИСОК ИСПОЛЬЗОВАННОЙ ЛИТЕРАТУРЫ
Федерков Б.Г., Телец В.А., Микросхемы ЦАП и АЦП: функционирование, параметры, применение. М.: Энергоиздат, 1990. –320с.
Валах В.В., Григорьев В.Ф., Быстродействующие АЦП для измерения формы случайных сигналов М.: Приборы и техника эксперемента. 1987. №4 с.86-90
Быстродействующие интегральные микросхемы ЦАП и АЦП и измерение их параметров. Под редакцией Марцинкявючеса. М.: Радио и связь. 1988 –224с.©
topref.ru
Отличительной особенностью ИнИС является способность определять и использовать наилучший из числа возможных алгоритмов измерения, способность трансформации алгоритма измерений в процессе его выполнения. Важным элементом таких ИнИС является аналого-цифровой преобразователь (АЦП), к которому предъявляются, высокие требования по точности и надежности. Поэтому для работы в ИнИС АЦП должны обладать, в том числе и надлежащим запасом отказоустойчивости, т.е. способностью продолжать функционирование при наличии отказавших компонентов. Широкое распространение находят АЦП на основе активной отказоустойчивости, когда при помощи средств самоконтроля (ССК) осуществляется автоматическое обнаружение неисправностей, происходящих в АЦП, с последующим их устранением за счет реконфигурации устройства или за счет замены отказавших АЦП на резервные. С одной стороны, ССК позволяют сократить период скрытого отказа, уменьшают количество таких отказов и повышают эффективность структурного резервирования. С другой стороны, реализация функций самоконтроля и самодиагностики требует определенных затрат ресурсов, что приводит к росту суммарной интенсивности отказов и времени выполнения измерений, т.е. к снижению безотказности. В связи с этим весьма актуальной является разработка функциональных схем высокоточных, отказоустойчивых АЦП, имеющих высокие значения достоверности самоконтроля, самодиагностики, обладающих способностью производить автокоррекцию погрешностей измерения и имеющих встроенные средства самоколибровки.
Обычно интеллектуальный датчик имеет АЦП и ЦАП в составе кремниевых чипов. Однако в реальности существуют серьезные технологические трудности, при которых совершенно необходимо разъединение сенсора (датчика) от интеллектуальной части.
Тогда возникает необходимость приборных интеллектуальных АЦП. Обычно принято классифицировать АЦП на последовательные, параллельно-последовательные и параллельные, в том числе:
«Умные» AISП.
Отказоустойчивые последовательные АЦП (ДО АЦП).
Резервируемый АЦП с реконфигурацией.
АЦП с автоматической коррекцией динамических погрешностей и самоконтролем.
АЦП повышенной точности и достоверности самоконтроля.
АЦП со встроенным тестовым самоконтролем.
АЦП с функциональным контроле.
Самоконтролирующие АЦП с замещением и другие.
Принцип работы АЦП последовательного приближения основан на последовательном сравнения измеряемой величины с 1/2, 1/4,1/8 и т.д. от возможного максимального её значения.
Структура АЦП представлена на рис.1. В состав АЦП входят регистр последовательного приближения (РПП), цифроаналоговый преобразователь (ЦАП), компаратор напряжений. Выходы РПП соединены с входами ЦАП. Компаратор сравнивает входное напряжение, преобразуемое в код, и выходное напряжение ЦАП. Выход компаратора соединен с входом РПП. Работа АЦП тактируется импульсами с выхода генератора тактовых импульсов.
АЦП работает следующим образом. После подачи на РПП сигнала «Старт» и прохождения 1 тактового импульса на выходе старшего разряда РПП устанавливается 0, а на остальных выходах – 1, на выходе ЦАП формируется напряжение, равное половине преобразуемого диапазона входных напряжений. Компаратор сравнивает его с входным, и если входное напряжение превышает напряжение с выхода ЦАП, на его выходе устанавливается 1, если меньше — на выходе компаратора устанавливается 0.2 тактовый импульс записывает состояние выхода компаратора в выходной триггер старшего разряда и на выходе следующего разряда РПП устанавливается 0 и снова компаратор сравнивает входное напряжение и напряжение на выходе ЦАП. Далее процедура повторяется со следующими разрядами РПП и после 13 такта на выходе РПП образуется двоичный двенадцатиразрядный код преобразованного входного напряжения и формируется сигнал «Готовность», сигнализирующий об окончании преобразования, и по которому производится запись кода в выходной регистр.
АЦП состоит из восьмиканального блока входных повторителя, мультиплексора входных каналов, активного фильтра низких частот, блока автоматического выбора пределов измерения, блока определения знака, масштабирующего усилителя, двухполупериодного выпрямителя среднего значения, устройства выборки-хранения, регистра последовательных приближений, ЦАП, компаратора, схемы управления, тактового генератора.
Блок входных повторителей напряжения необходим для получения требуемого входного сопротивления.
Схема определения знака составлена на компараторе, который переключается при переходе входного сигнала через ноль.
Схема выбора пределов измерения автоматически изменяет коэффициент передачи, т.е. приводит значение входного сигнала к основному пределу измерения равному 1В.
Выпрямитель среднего значения собран на двух операционных усилителях и дает на выходе напряжение, постоянная составляющая которого пропорциональна среднему значению выпрямленного входного напряжения.
Устройство выборки хранения выдает постоянное напряжение на входе АЦП в течение времени преобразования.
Расчет числа разрядов цифрового устройства.
Разрядность АЦП определяется исходя из заданного класса точности. Согласно техническому заданию класс точности преобразователя равен 0.05/0.02. Пределы допускаемой относительной основной погрешности преобразования определяются по формуле:
гдеXmax – больший (по модулю) из пределов измерения;
X – значение измеряемой величины.
Относительная основная погрешность преобразования в конце шкалы прибора не должна превышать 0.05%. Можно определить максимальный шаг квантования ЦАП:
Поскольку максимальный предел преобразователя равен 1В, то максимальный шаг квантования равен 0.5 мВ. Определим разрядность АЦП.
Откуда
= 10.967
Поскольку трудно найти 11-разрядные АЦП, возьмем 12-разрядный АЦП. Тогда шаг квантования будет равен
= 0.244 [мВ]
Для исключения потери информации после преобразования и устранения избыточности информации в устройстве применяется фильтр низких частот (ФНЧ). Спектральная характеристика ФНЧ должна быть такой, чтобы в полосе пропускания находилось не менее 95% от спектральной мощности входного сигнала. Спектральная мощность оценивается по площади спектра. Расчет площади спектра производится по формуле:
S = 83290 условных единиц.
Частоты f1, f2 и f3 определены в техническом задании и соответственно равны 40, 60 и 220 кГц.
Площадь спектра, ограниченная ФНЧ должна быть не менее 0.95·S = 79130 условных единиц. Путем расчета в программе MathCad 2000 Professional определим, что данное условие достигается на частоте среза fc = 181.5. [кГц].
Согласно теореме Котельникова, минимальная частота дискретизации определяется:
,
гдеfв – верхняя граничная частота, равная 181.5. [кГц]
Однако, может наблюдаться эффект наложения спектров и данный спектр входного сигнала имеет некомпактный вид, поэтому введем коэффициент запаса, равный 1.7.
= 617.1 [кГц]
Значение частоты дискретизации выбираем 625 кГц.
Период дискретизации будет равен
= 1.6. [мкс]
Расчет частоты дискретизации по теореме Бернштейна:
= 22.35 [МГц]
Где Δap – погрешность аппроксимации при восстановлении сигнала по его дискретным значениям. Примем равным 4/3 от шага квантования.
Следовательно, при использовании fд по Котельникову спектр выходного сигнала потерян не будет, но на верхних частотах будет большая погрешность аппроксимации при восстановлении сигнала.
Расчет входной части
В качестве входной части используется повторитель напряжения на операционном усилителе для обеспечения необходимого значения входного сопротивления.
Рис. 1. Повторитель напряжения.
В данной схеме входное сопротивление определяется значением резистора R1. Для обеспечения единичного коэффициента усиления номинал резистора R3 будет равен номиналу резистора R1. Но последовательно с резистором R2 включен подстроечный резистор R4, поэтому номинал резистора R3 необходимо уменьшить на значение, равное половине значения номинала подстроечного резистора R4. Резистор R2 не влияет на значение коэффициента усиления и вводится для уменьшения изменений выходного напряжения, вызванных временными или температурными колебаниями входных токов. Значение R2 выбирают из условия
В качестве операционного усилителя используется К140УД26. Усилитель содержит на входе схему защиты входных дифференциальных каскадов от перегрузок и пробоя высоким входным напряжением.
Расчет фильтра низких частот
В качестве ФНЧ выберем фильтр Баттерворта, так как он имеет гладкую спектральную характеристику, без пульсации в зонах пропускания и заграждения, описываемую функцией [Гут]:
где– относительная (безразмерная) частота;
ωc – частота среза;
n – порядок фильтра.
В качестве фильтра низких частот применим фильтр Баттерворта на основе операционных усилителей со структурой Салена-Ки четвертого порядка, который представляет собой последовательное соединение двух фильтров низких частот второго порядка. Частота среза фильтра fс вычислена выше и составляет 181.5. кГц.
Рис 2. Схема фильтра низких частот.
Согласно методике, предложенной в [Гут], расчет производится следующим образом:
Для первого звена: A = 1; b = 0.7654; c = 1.
= 55.1 [пФ]
= 8.1 [пФ]
= 41.59 [кОм]
= 41.59 [кОм]
Для второго звена: A = 1; b = 1.8478; c = 1.
= 55.1 [пФ]
= 47.03 [пФ]
= 17.23 [кОм]
= 17.23 [кОм]
Схема определения знака
Схема определения знака реализована на быстродействующем компараторе, неинвертирующий вход которого подключен к выходу фильтра низких частот, а инвертирующий вход заземлен. Выход компаратора выведен на внешний порт. При положительной полярности сигнала компаратор выдаст высокий уровень, а при отрицательной – низкий.
Рис.3 Схема определения полярности сигнала
Расчет схемы автоматического выбора пределов измерения
Рис 4. Масштабирующий усилитель.
Устройство автоматического выбора предела измерения служит для приведения значения входного сигнала к основному пределу измерения 1В. Принцип действия устройства основан на изменении коэффициента передачи усилителя в зависимости от величины входного напряжения.
Входной сигнал Uвх поступает на входа операционного усилителя DA9 и преобразователя амплитудных значений (ПАЗ), сигнал с которого идет далее на сторожевые компараторы DA4 и DA5, изменяющие коэффициент усиления операционного усилителя DA9 с помощью мультиплексора MUXDA8.
Рис 5. Структурная схема ПАЗ.
ПАЗ работает следующим образом. Преобразуемое переменное напряжение подается на неинвертирующий вход ОУ DA3. Если Uвх > 0, диод VD1 смещается в прямом направлении, подключая С18 к выходу ОУ DA3. Конденсатор С18 заряжается до амплитудного значения Uвх с постоянной времени, определяемой емкостью С18 и малым выходным сопротивлением ОУ DA3 с единичной отрицательной обратной связью. При уменьшении Uвх диод VD1 смещается в обратном направлении, отключая С18 от выхода усилителя. Скорость разряда определяется значениями конденсатора С18 и резистора R10. Диод VD2 фиксирует выходное напряжение ОУ DA3 на уровне, равном –Uд, что уменьшает время, необходимое для перехода от режима разряда конденсатора С18, к режиму заряда. Погрешность преобразования определяется неидеальностью ОУ DA3, конечным значением обратного сопротивления диодов и наличием тока утечки конденсатора С18. Номинал конденсатора С18 определяется из условия:
где τраз – постоянная времени разряда ПАЗ.
Постоянная времени разряда ПАЗ должна быть в 2 – 3 раза меньше периода дискретизации. Номинал резистора R10 примем равным 2 кОм.
= 156.2 [пФ]
Опорное напряжение задается источником опорных напряжений DA2 и равно 1.25В. Если Uвх менее 0.01В, то оба компаратора закрыты, если находится в пределах 0.01…0.1В, DA2 открывается, если более 0.1В, то оба компаратора открыты. Исходя из этого условия определим значения резисторов R11, R12 и R13.
Откуда находим, что R12 = 9·R13 и R11 = 115·R13.
R13 примем равным 100 Ом, тогда R12 = 900 Ом и R13 = 11.5. кОм.
Значения R14…R16 находят исходя из значения коэффициента усиления.
Значение R20 примем равным 47 кОм. При отрытых компараторах ток обратной связи усилителя будет протекать через R8 = 47 кОм (Ku = 1), при открытом DA2 – через R7 = 470 кОм (Ku = 10), при закрытых компараторах – через R6 = 4.7. МОм (Ku = 100). Значение резистора R21 можно принять равным 47 кОм.
Расчет преобразователя средневыпрямленных значений
В качестве преобразователя средневыпрямленных значений выберем двухполупериодный преобразователь средневыпрямленных значений с заземленной нагрузкой.
Рис.6 Структурная схема ПСЗ
Выходное напряжение данного преобразователя определяется из условия
при Uвх < 0
при Uвх > 0
При выполнении условия
коэффициенты преобразования полуволн напряжений равны и имеют равные знаки. В результате выходное напряжение Uвых будет однополярным и пропорциональным средневыпрямленному значению напряжения.
Чтобы сопротивление R24 не оказывало влияние на работу усилителя DA10, его целесообразно принять равным 50 ÷ 200 кОм, выбираем R24 = 100 кОм. Для получения единичного коэффициента преобразования DA2 выбираем R24 = R27 = R29.
Сопротивление R28 находится из уравнения
,
откуда
= 33.3. [кОм]
В качестве выпрямительных элементов целесообразно использовать универсальные и импульсные диоды. Выбираем диоды КД522А. Сопротивление R26 должно быть в 100 ÷ 200 раз больше прямого сопротивления диодов VD3 и VD4 []. У диодов КД522А сопротивление при прямом включении равно 15 Ом, принимаем R26 = 2 кОм
Коэффициент усиления DA10 для положительной полуволны примем равным 2, тогда R26 = 2 R22. R22 = 1 кОм
Сопротивление R23 определяется из
= 660 Ом
Погрешности преобразования зависят от точности выполнения условия и смещения нуля ОУ DA11.
Устройство выборки-хранения
рис 7. Структурная схема устройства выборки-хранения
1. «ИНТЕЛЛЕКТУАЛЬНЫЕ СРЕДСТВА ИЗМЕРЕНИЙ». Учебное пособие – (База необходимых знаний для подготовки бакалавров, дипломированных специалистов, магистров) – М.: Издательство МГОУ,
2. Электроника и микропроцессорная техника: Учебник для вузов / В.Г. Гусев, Ю.М. Гусев. – М.: Высш. шк., 2004.
3. Аванесян Г.Р., Левшин В.П. Интегральные микросхемы ТТЛ, ТТЛШ: Справочник. – М.: Машиностроение, 1993.
4. Гутников В.С. Интегральная электроника в измерительных устройствах. – Л.: Энергоатомиздат, 1988.
5. Бирюков С.А. Применение интегральных микросхем серий ТТЛ. – М.: «Патриот», МП «Символ-Р», «Радио», 1992.
6. Аналоговые измерительные устройства: Учебное пособие / В.Г. Гусев, А.М. Мулик; Уфимск. гос. авиац. техн. у-нт. Уфа, 1996.
7. Основы метрологии и электрические измерения: Учебник для вузов / Б.Я. Авдеев, Е.М. Антонюк, Е.М. Душин и др. – Л.: Энергоатомиздат, 1987.
8. Федорков Б.Г., Телец В.А. Микросхемы ЦАП и АЦП: функционирование, параметры и применение. – М.: Энергоатомиздат, 1990.
9. Применение прецизионных аналоговых микросхем / А.Г. Алексеенко, Е.А. Коломбет, Г.И. Стародуб. – М.: Радио и связь, 1985.
10. Титце У., Шенк К. Полупроводниковая схемотехника: Справочное руководство. – М.: Мир, 1982.
11. Аксенов А.И., Нефедов А.В. Резисторы, конденсаторы, провода, припои, флюсы: Справочное пособие. – М.: «Солон-Р», 2000.
12. Шило В.Л. Популярные цифровые микросхемы: Справочник. – М.: Радио и связь, 1987.
13. Каталог «Чип индустрия». Осень 2003. www. chipindustry. ru
14. Справочные материалы фирмы Maxim.
15. www. maxim-ic. com
16. Справочные материалы фирмы AnalogDevice. www. analog. com
17. Справочные материалы фирмы Intersil. www. intersil. com
18. ГОСТ 2.701-84. Единая система конструкторской документации. Схемы. Виды и типы. Общие требования к выполнению.
19. ГОСТ 2.702-75. Единая система конструкторской документации. Правила выполнения электрических схем.
www.ronl.ru
... ..
-913 ..
1997
ȅ-
Ņ3
1. υ4
2. ܅6
3. ߅7
4. 8
5. 110729
6. " 2702" 12
7. 13
Ņ15
116
217
318
ʅ19
.
: 75
0-2
10S 1 mS
5%
-3-
, ( ).
: , , . , , , .
-4-
. 1.1
1.1
(), 11072 . () , . ( 11072), 02 20 , , 36, 41 . , (1, 2) - 58055 ,
-5-
() " 2702", , , \1\.
. , .
. , , 1 4 RS-, 7 , . 5 .
-6-
11072 ( 100 ). , . , , , , , , .
, . 2.1 300 20 , - 0,2 1.
- , VT1 VT2. " " (DA1).
VT6, VT4. R1-R3 "0" . VT3-VT4 VD1-VD3 ./2/
2.1
-7-
, 11072 () , , . , , , .
. 3.1
2, 0,01 20 +40 .
VD1 VT2. 2/. , R2 R3 . VT1, R1 VD2 VD1. , VT2, ( VD2). VT2 .
. 3.1
-8-
, . 4.1
, , 1 4 , , 3 5, , 0.5
, R1 R2, 0 4 .
R- RS- C7 . .
5 , .
. 4.1
-9-
11072 20 . 2 0 : , , , .
.
.
11072 64 2136.64-1. , . 10 +70 .
11072
| U1 ( ) ( ) U2 U1 ( ) 8 ( ) 7 6 5 , 2 4 3 2 1 ( ) , 1 U2 | 11 13, 15, 16, 18, 20 14, 19 17 22 28, 43 29, 42 30 32 33 34 35 36 37 38 39 40 41 47-50 |
-10-
| U1 U2 "0" U1 U2 | 5 -6 >2.4B >0.4B -0.10.1B -0.10.1B -11 -0.10.1B -2 20 |
11072 5.1 /3/
. 5.1
-11-
, 256 , , .
36 41 5.1
5.1
11072
-12-
" 2702" 58080, -, , , , , . , .
, -. :
1. - .
2. - .
3. 58080
.
-13-
, :
1. .
2.
.
3. ,
.
4. .
5.
.
- . 7.1
"1" 5
7, =0
0
03 -
40 6
, HL
= 01H TC = 1 S
= 10H TC = 10 S
= 1FH TC = 100 S
= 2EH TC = 1 Ms
, 2900
MVI A, 8A;
OUT F7 ;
MVI A, 20;
OUT F6 ;
M1: IN F6 ;
ANI A, 80;
JN M1 ;
LXI H, 2200;
M3: MVI A, 43;
OUT F6 ;
MVI 03 ;
OUT F6 ;
IN F5 ;
MOV M, A;
M2: MVI B, XX;
DCR B ;
NOP ;
NOP ;
NOP ;
JNZ M2 ;
MVI A, 29;
CMP H ;
INX H ;
JNZ M3 ;
HALT
-14-
. 7.1
-15-
, . . , 0 2 10S. 5% 3%.
-16-
1
| . . | - | ||
| DA1 | 3101 | 1 | |
| VT1-VT3 | 315 | 3 | |
| VT4 | 103 | 1 | |
| VT5,VT6 | 315 | 2 | |
| VD1,VD2 | 170 | 2 | |
| VD3 | 521 | 1 | |
| VD4 | 170 | 2 | |
| C1-C3 | 70 0,15 10% 160 | 3 | |
| C4,C5 | 50-6 50,0 10% 20 | 2 | |
| C6,C7 | 70 0,1510% 160 | 2 | |
| R1 | -0,25-1,2 10% | 1 | |
| R2,R3 | -0,25-620 10% | 2 | |
| R4 | 4-1330 10% | 1 | |
| R5 | -0,25-620 10% | 1 | |
| R6 | -0,25-330 10% | 1 | |
| R7 | -0,25-3 10% | 1 | |
| R8 | -0,25-47 10% | 1 | |
| R9 | -0,25-11 10% | 1 | |
| R10 | -0,25-47 10% | 1 | |
| R11 | -0,25-11 10% | 1 | |
| R12 | -0,25-3,6 10% | 1 | |
| R13 | -0,25-1,8 10% | 1 | |
| R14 | -0,25-470 10% | 1 | |
| R15 | -0,25-1,8 10% | 1 | |
| R16 | -0,25-30 10% | 1 | |
| R17 | -0,25-1,3 10% | 1 | |
| R18 | -0,25-43 10% | 1 | |
| R19 | -0,25-8,2 10% | 1 | |
| R20 | -0,25-82 10% | 1 | |
-17-
2
| . . | - | ||
| VT1 | 3101 | 1 | |
| VT2 | 315 | 1 | |
| VD1 | 307 | 1 | |
| VD2 | 521 | 1 | |
| R1 | -0,25-620 10% | 1 | |
| R2 | 4-1200 10% | 1 | |
| R3 | -0,25-2,2 10% | 1 | |
-18-
3
| . . | - | ||
| DD1 | 521C | 1 | |
| DD2 | K 555 TM2 | 1 | |
| R1 | -0,25-1 10% | 1 | |
| R2 | -0,25-2,2K 10% | 1 | |
-19-
.., .., : ,
, . .: , 1990. 320.
.., .., .: . 1987. 4 .86-90
. . .: . 1988
224.
stud-baza.ru
